トラ技便り 特別編集版「スキルアップWEB講座」

＜第33回＞ PWM方式D級パワー・アンプの設計(その15)

～電力変換部の線形・平均化モデルで，効率良くシミュレーション！～

荒木 邦彌　Kuniya Araki

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●前回の結論
前回は，回路シミュレータの過渡解析を使うと，各素子の損失を算出し．その損失の合計から，D級パワー・アンプの電力変換部の変換効率を求められることを示しました．損失を評価するためには，配線，インダクタ，コンデンサに寄生する抵抗成分，インダクタンス成分をシミュレーション回路に反映する必要がありました．　
また解析の確度は，MOSFETなどのモデル確度に依存するため，精密なデバイス・モデルを利用する必要があります．また解析刻み幅は，スイッチング波形の遷移時間より十分に短く設定します．

●今回のねらい
シミュレーションの高速化と使用素子が限定されたSIMetrix/SIMPLISIntroでの制御部の設計を可能にする方法を紹介します．かぎは，連載 第30回のAfig30-3の電力変換部を線形・平均化モデル(以下，簡易モデル)に置き換えることです．

-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/364/#Afig30-3

スイッチング回路の電力変換部と制御部含むD級パワー・アンプ全体をシミュレーションするには，高速処理が特徴のSIMPLISシミュレータでも，15～30分の解析時間を要します．電力変換部を線形・平均化モデル化すれば，SPICE系のSIMetrixで高速にAC解析ができ制御部の設計評価の効率が上がります．
まず，第30回のAfig30-3の復調用LPFを除いた電力変換部全体を，1個の“Laplace Transfer Function”LAP素子に置き換えます．具体的には，Afig30-3の回路をSIMPLISシミュレータ用の回路に置き換え，AC解析結果を出力します．そして，その解析結果と同じ応答を得る伝達関数をLAP素子に入力すれば簡易モデルが完成します．

 ●例題回路

▲ディジタル素子の遅延時間は周波数応答の位相遅れになる

Afig33-1に示すのは，Afig30-3の回路をSIMPLISでAC解析を実行するシミュレーション回路です．

 -- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/447/#Afig33-1

 

・・・全文を読む⇒　http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/449/

 

＜第32回＞ PWM方式D級パワー・アンプの設計(その14)

～ハーフ・ブリッジ電力変換部の変換効率を求める～

荒木 邦彌　Kuniya Araki

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●前回の結論
前回は，三角波発生回路とデッド・タイム生成回路の性能が，設計目標値に合致してるかどうかをシミュレーションで調べました．
その結果，三角波発生回路ではコンパレータの遅延時間の影響で，発振周波数が原理式から10%以上の乖離することがわかりました．そこで抵抗値を調整し所定の周波数に合わせました．
デッド・タイム生成回路では，デッド・タイムに不自然な分布を発見し，その原因を突き止めて対策することができました．
OPアンプ，コンパレータはICメーカ提供のデバイス・モデルには確度に課題があります．遅延時間などにデータシートや実物の特性との間に大きい誤差があるモデルも見受けられました．

 ●今回のねらい
パワー・アンプのスイッチング化(D級化)の目的は電力損失を減らして効率をアップすることにあります．そこで今回は，ハーフ・ブリッジ電力変換部のMOSFETの損失をシミュレーションで求め，パワー・アンプ全体の効率を見積もります(1)．
MOSFETドライブ回路や制御回路などが消費する損失は含めません．主電源からの供給される主回路部分に限ります．また，連載 第30回で示した回路図(Afig30-1)のフル・ブリッジ部を半分のハーフ・ブリッジを利用して評価します．
ハーフ・ブリッジで評価する理由は，シミュレータSIMetrix/SIMPLIS Introの素子制限があるからです．

 -- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/366/

フル・ブリッジで得られる入力電力と出力電力はハーフ・ブリッジの2倍です．
変換効率はほぼ同じで，フル・ブリッジのほうがわずかかに効率が高くできる可能性があります．電源電流のピーク値と平均値の比が小さいためその実効値が小さくなり，配線の損失が低下すると予想されるからです．

▲例題回路
Afig32-1に今回の例題回路を示します．

 -- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/422/#Afig32-1

 

・・・全文を読む⇒　http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/424/

＜第31回＞ PWM方式D級パワー・アンプの設計(その13)

～三角波発生，PWM，デッド・タイム生成回路の検証～

荒木 邦彌　Kuniya Araki

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●前回の結論 

両側(三角波比較他励型)3レベルPWM方式フル・ブリッジのD級パワー・アンプ
電力変換部の実機回路図を示し，その基本動作を確認しました．
PWMフル・ブリッジD級パワー・アンプの変調方式は，三角波比較他励型3レベ
ルが優れていることがわかりました．この方式のノーマル・モードの変調ノイズ
(スイッチング周波数＋変調積成分とそれらの高調波群)は出力電圧に比例し，他
の方式と比較すると著しく低レベルです．しかし，高レベルのコモン・モードの
変調ノイズが潜在しておりこれを無視することはできません．低周波ゲインGpc
は，電源電圧に比例し，変調用三角波振幅 ピーク・ツー・ピーク値の1/2に反比
例します．

●今回のねらい
前回(第30回)の電力変換部の回路図(Afig30-3)の三角波発生回路とPWM，デッ
ド・タイム生成回路の特性とアンプ性能への影響を確認します．
 -- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/364/#Afig30-3

▲例題回路
・三角波発生回路：Afig31-1(SIMetrixの過渡解析)
 -- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/396/#Afig31-1
・PWM回路とデッド・タイム生成回路：Afig31-3
 -- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/396/#Afig31-3

 

・・・全文を読む⇒　http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/398/

＜第30回＞ PWM方式D級パワー・アンプの設計(その12)

～フル・ブリッジ電力変換部の検討～

荒木 邦彌　Kuniya Araki

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●今回のねらい

今回から，フル・ブリッジD級パワー・アンプをテーマにします．

 

前回まで検討してきたハーフ・ブリッジ方式に対して，フル・ブリッジ方式には，次のような長所があります．

(1)整流電源を使ってもパンピングが発生しない

(2)2倍の電圧を出力できる

(3)スイッチング周波数を等価的に2倍にできる

(4)変調ノイズ成分(スイッチング周波数＋変調積成分とそれらの高調波群)が信号出力電圧に比例して，ロー・ノイズである

 

DC成分まで増幅する場合は，(1)が重要です．(3)(4)の特徴は，復調用のLPFの簡素化に有用です．

 

(1)～(4)のすべての長所を兼ね備えているのは，両側(三角波比較他励型)3レベルPWM方式です．今回は，4Ωスピーカに50Wのパワーを供給できる，このタイプのD級パワー・アンプをシミュレーションで動かしてみます．．

フル・ブリッジ各種変調方式の詳細は，本連載 第20回をご参照ください．

-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/266/

 

▲例題回路

・電圧モード フル・ブリッジ D級アンプ電力変換部の基本動作検証用シミュレーション回路：Afig30-1(SIMetrixの過渡解析)

-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/364/#Afig30-1

 

・電圧モード フル・ブリッジ D級アンプ電力変換部の実機回路図：Afig30-3(シミュレーションはできません)

-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/364/#Afig30-3

 

・・・全文を読む⇒　http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/366/

＜第29回＞ PWM方式D級パワー・アンプの設計(その11)

～電源電圧変動「パンピング」を対策する～

荒木 邦彌　Kuniya Araki
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●前回の結論

電圧モード自励発振型PWMパワー・アンプのスイッチング周波数(fSW)は，出力電圧(Vo)
が電源電圧(VB)の90%に達すると，Vo＝0Vに対して1/5以下に低下します．

この問題は，コンパレータのヒステリシス電圧(Vh)を｛1―(Vo÷VB)^2｝になるように
制御すればほぼ一定に保たれるようになります．

-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/315/

●今回のねらい

ハーフ・ブリッジD級パワー・アンプではパンピング現象が生じます．
この現象は，整流回路を出力にもつ正負の電源で動作する，ハーフ・ブリッジD級パワ
ー・アンプで，直流成分など低周波信号を出力する場合に発生します．この現象は平均出
力電流を供給する電源の反対極性側の電源電圧が異常に上昇または下降する現象です．

その弊害は，上昇（下降）の程度が低い場合には，正負電源電圧の非対象が原因で波形
ひずみを発生させます．程度が高い場合には，ハーフ・ブリッジのスイッチング素子を破壊さ
せる事故を招きます．正負電源電圧の合計値がスイッチング素子の耐電圧以上に上昇する
からです．

今回は，パンピング現象発生のメカニズムとその対策について，回路シミュレータ(1)を使っ
て検討します．

▲例題回路

Afig29-1，Afig29-3，Afig29-5に示します．

・パンピング再現回路(電圧モード他励型PWM ハーフ・ブリッジD級パワー・アンプ)：Afig29-1
，Sim29-1(SIMPLISの過渡解析)
-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/331/#Afig29-1

・パンピング対策1：Afig29-3，Sim29-3(SIMPLISの過渡解析)
-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/331/#Afig29-3

・パンピング対策2：Afig29-6，Sim29-5(SIMPLISの過渡解析)
-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/331/#Afig29-6

 

・・・全文を読む⇒ http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/333/

＜第28回＞ PWM方式D級パワー・アンプの設計(その10)

～電圧モード自励発振型のスイッチング周波数の変動を小さくする～

荒木 邦彌　Kuniya Araki
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●前回の結論
-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/304/

前回は，定電流出力特性をもつ電流モード自励発振型を定電圧出力のPWMアンプに変換する方法を示しました．変換するに当たり，比例制御ループ(状態フィードバック)と積分制御ループのマルチ・フィードバック・ループを採用しました．ところが，スイッチング周波数の変化範囲が低いほうに広がって信号帯域が制限され，出力リプルが増加してしまいました．スイッチング周波数は，次の要素に影響を受けて変動します．

・出力電圧　・入力信号の立ち上がりと立ち下がりの速度　・出力のリプル成分

●今回のねらい

自励発振型のPWMアンプ(電圧モード型も電流モード型も)は，PSRRや波形ひずみが優れています．しかしスイッチング周波数が大きく変動するという欠点があります．

今回は，電圧モード型を例にして，自励発振型PWMアンプのスイッチング周波数の変動を小さく抑え込む方法を検討します．

▲例題回路

Afig28-1～Afig28-3に示します．

・電圧モード自励発振型PWM D級パワー・アンプのスイッチング周波数変動(理想モデル，マルチ・ステップPOP（解析）：Afig28-1，Sim28-1
-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/314/#Afig28-1

 ・変動抑制回路を付加したときの周波数変動(マルチ・ステップPOP解析)：Afig28-2，Sim28-2
-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/314/#Afig28-2

・変動抑制回路を付加したときの過渡応答と高調波(Afig28-3，Sim28-3)
-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/314/#Afig28-3

 

・・・全文を読む(要会員登録)⇒ http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/315/

＜第27回＞ PWM方式D級パワー・アンプの設計(その9)

～電流モード(自励発振型)PWMパワー・アンプを定電圧出力に変換する～

 荒木 邦彌　Kuniya Araki
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●前回の結論
-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/299/

 

前回は，二つのハーフ・ブリッジ電流モードPWMパワー・アンプの電源変動
除去比(PSRR)を電圧モード自励発振型とシミュレーションで比べました．そし
て次の結論をえました．

電流モード自励発振型のPSRRは高い値です．特に1kHz以上の高域では電圧
モード自励発振型より優れています．1kHz以下の低域でも80dB以上です．
電流モード三角波比較他励型は，PSRRの特性は10dBとあまり良くありませ
ん．第26回の結論と合わせて考えると魅力的な方式とは言えません．

●今回のねらい
電流モード自励発振型のPWM方式D級パワー・アンプは，PSRRだけでなく，
デッド・タイムによる波形ひずみも，電圧モード自励発振型と同じように優れ
ていると思われます．しかし，定電流出力なので，スピーカを駆動するような
定電圧特性を要求するアプリケーションには向いていません．そこで，定電流
出力特性を定電圧に変換するための，LCフィルタの出力からフィードバックす
る制御回路を検討します．
LCロー・パス・フィルタの出力から，次の2重フィードバック・ループを構
成すると，定電流出力を定電圧出力に変換することができます．

(1)比例制御器による制御ループ(状態フィードバックとも言う)

(2)積分制御器による制御ループ

第24回に電流モード(自励発振型)PWM方式D級パワー・アンプの動作原理な
どの詳細説明があります．

-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/289/

今回の例題回路をAfig27-1～Afig27-4に示します．

・電流モード自励発振型 PWM D級パワー・アンプの周波数応答シミュレーショ
ン(Afig27-1，Sim27-1)

-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/302/#Afig27-1

・電流モード自励発振型に比例制御器(X1)を付加したPWMアンプの入出力間の
周波数応答シミュレーション (Afig27-2，Sim27-2)

-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/302/#Afig27-2

・電流モード自励発振型に比例制御器(X1)を付加したPWMアンプの位相余裕シ
ミュレーション(Afig27-3，Sim27-3)

-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/302/#Afig27-3

・積分制御器(X3)を付加し定電圧出力に変換した電流モード自励発振型PWMパ
ワー

・アンプ (Afig27-4，Sim27-4)

-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/302/#Afig27-4

 

・・・全文を読む（要会員登録）⇒ http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/304/

＜第26回＞ PWM方式D級パワー・アンプの設計(その8)

～電流モード(自励発振型と他励発振型)と電圧モード自励発振型ののPSRRを比較～

荒木 邦彌　Kuniya Araki
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●前回の結論
-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/294/

  三角波比較他励型の電流モード・パワー・アンプは，電圧モード・パワー・アンプと自励発振型(CC)電流モード・パワー・アンプの中間の特性をもちます．
三角波比較他励型の電流モード・パワー・アンプは，LCの2次LPFに外側からフィードバックを施すのは容易ではありません．これは，LC LPFの周波数応答にピークは発生しませんが，位相遅れが180°に達し，負荷による電圧ゲイン変動が大きいからです．ただし，出力インピーダンスが比較的高く(定格負荷抵抗の2～3倍)できるので，並列運転によるパワーアップと過電流保護は容易です．


●今回のねらい(2)
今回は，二つの電流モードと電圧モード自励発振型のＤ級パワー・アンプのPSRR(電源除去比)を比べます．シミュレータは“SIMPLIS Intro”を使います(1)．
電流モード自励発振型は第24回，電流モード三角波比較他励型は第25回，電圧モード自励発振型は第22回，第21回に詳細説明があります．

・第25回
-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/294/

・第24回
-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/289/

・第22回
-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/273/

・第21回
-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/269/

▲例題回路
例題回路をAfig26-1～Afig26-3に示します．
・電流モード自励発振型 PWM D級パワー・アンプ(Afig26-1，Sim26-1)

-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/297/#Afig26-1

 ・電流モード三角波比較他励型 PWM D級パワー・アンプ(Afig26-2，Sim26-2)

-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/297/#Afig26-2 

・電圧モード自励発振型 PWM D級パワー・アンプ(Afig26-3，Sim26-3，第22回で既掲載)

-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/297/#Afig26-3

 

・・・全文を読む（要会員登録）⇒ http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/299/

＜第25回＞ PWM方式D級パワー・アンプの設計(その7)

～電流モード三角波比較他励型の基本特性と電圧モードの比較～

荒木 邦彌　Kuniya Araki
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●前回の結論
電流モード自励発振型は，出力電流が入力電圧に比例するトランスファ・コ
ンダクタンス・アンプ(TCA)です．出力は定電流特性です．スイッチング周波
数は，出力電圧によって変化します．周波数応答は1次遅れ系であり，ゲイ
ン曲線が－20dB/dec，位相遅れも90°以内の範囲が広いため，電圧モードで
は難しかったLPFをフィードバック・ループ内に入れることが容易になりま
す．

●今回のねらい
今回は，電流モード・タイプと電圧モード・タイプの二つのＤ級パワー・ア
ンプ(いずれも三角波比較他励型)を次の視点で比べてみます．
・基本動作
・周波数応答
なお，電圧モード・タイプのD級パワー・アンプ(三角波比較他励型)の詳細
は第21回で説明ずみです．
-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/269/
▲例題回路
Afig25-1とAfig25-3に電流モード・タイプの回路(シミュレーション・ファ
イル名はSim25-1，Sim25-3)を，Afig25-5に電圧モード・タイプの回路(シミ
ュレーション・ファイル名はSim25-5)を示します．

Afig25-1 -- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/292/#Afig25-1

Afig25-3 -- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/292/#Afig25-3

・・・全文を読む（要会員登録）⇒ http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/294/

＜第24回＞ PWM方式D級パワー・アンプの設計(その6)

～電流モード自励発振式の基本特性，電圧モードと比較する～

荒木 邦彌　Kuniya Araki
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●前回の結論
電圧モード方形波比較型他励Ｄ級パワー・アンプの動作とPSRR(Power Supply
 Rejection Ratio)を検討しました．その結果，以下の結論を得ました．
方形波比較型(他励式)は三角波比較型(積分制御器付き，他励式))と同じPSRR
特性を示します．方形波比較型は，変調用の三角波発生回路を含めた三角波比較
型より，積分回路を1回路節約でき，誤差増幅用と三角波生成用で共有する積分
器の積分コンデンサの素子感度は極めて低く安定な回路方式です．
また他例式のPSRRは，自励式よりPSRRが40dB以上劣ります．

●今回のねらい
電流モードのＤ級パワー・アンプ(自励発振型)の基本動作と周波数応答を，電
圧モードのＤ級パワー・アンプ(自励発振型)と比べます(1)．電圧モードの自励発
振型の詳細は第21回を参照ください．
-- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/269/

▲例題回路
次の自励発振式ハーフ・ブリッジPWM D級パワー・アンプで比較検討します．
(1)電流モード(Afig24-1，Afig24-3):シミュレーション・ファイルはSim24-1，
Sim24-3
(2)電圧モード(Afig24-5):シミュレーション・ファイルはSim24-5

●電流モードD級アンプのふるまいと性能
▲LPFを構成するインダクタに流れる電流をフィードバックする
Afig24-1に電流モード自励発振型の原理図を，Afig24-2に各部の波形を示しま
す．

Afig24-1 --- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/287/#Afig24-1
Afig24-1 --- http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/287/#Afig24-2

・・・全文を読む（要会員登録）⇒ http://cc.cqpub.co.jp/system/contents/289/